Småpaket MOSFETs

När MOSFET är ansluten till bussen och lastjorden används en högspänningssidobrytare. Ofta P-kanalMOSFETanvänds i denna topologi, återigen för spänningsdrivningsöverväganden. Fastställande av aktuell klassificering Det andra steget är att välja aktuell klassificering för MOSFET. Beroende på kretsstrukturen bör denna strömstyrka vara den maximala ström som belastningen kan motstå under alla omständigheter.

I likhet med fallet med spänning, måste konstruktören se till att den valdaMOSFETkan motstå denna strömstyrka, även när systemet genererar spikströmmar. De två aktuella fallen som övervägs är kontinuerligt läge och pulsspikar. Denna parameter refereras till av FDN304P DATABLAD, där MOSFET är i konstant tillstånd i kontinuerligt ledningsläge när ström kontinuerligt flyter genom enheten.

Pulsspikar är när det finns en stor ökning (eller topp) av ström som flyter genom enheten. När den maximala strömmen under dessa förhållanden väl har bestämts är det helt enkelt en fråga om att direkt välja en enhet som klarar denna maximala ström.

Efter val av märkström måste även ledningsförlusten beräknas. I praktiken är MOSFETs inte idealiska enheter eftersom det sker en effektförlust under den ledande processen, vilket kallas ledningsförlust.

MOSFET fungerar som ett variabelt motstånd när den är "på", vilket bestäms av enhetens RDS(ON) och varierar avsevärt med temperaturen. Enhetens effektförlust kan beräknas från Iload2 x RDS(ON), och eftersom på-motståndet varierar med temperaturen, varierar effektförlusten proportionellt. Ju högre spänning VGS som appliceras på MOSFET, desto mindre kommer RDS(ON) att vara; omvänt desto högre RDS(ON) blir. För systemdesignern är det här avvägningarna kommer in i bilden beroende på systemspänningen. För bärbara konstruktioner är det lättare (och vanligare) att använda lägre spänningar, medan för industriella konstruktioner kan högre spänningar användas.

Observera att RDS(ON)-resistansen stiger något med strömmen. Variationer på de olika elektriska parametrarna för RDS(ON)-motståndet finns i det tekniska databladet som tillhandahålls av tillverkaren.

Bestämma termiska krav Nästa steg i valet av en MOSFET är att beräkna systemets termiska krav. Designern måste överväga två olika scenarier, det värsta fallet och det sanna fallet. Det rekommenderas att beräkningen för det värsta scenariot används, eftersom detta resultat ger en större säkerhetsmarginal och säkerställer att systemet inte kommer att gå sönder.

Det finns också några mätningar att vara medveten om påMOSFETdatablad; såsom det termiska motståndet mellan halvledarövergången hos den förpackade anordningen och den omgivande miljön, och den maximala övergångstemperaturen. Anordningens kopplingstemperatur är lika med den maximala omgivningstemperaturen plus produkten av termiskt motstånd och effektförlust (övergångstemperatur = maximal omgivningstemperatur + [termiskt motstånd x effektförlust]). Från denna ekvation kan systemets maximala effektförlust lösas, vilket per definition är lika med I2 x RDS(ON).

Eftersom konstruktören har bestämt den maximala ström som kommer att passera genom enheten, kan RDS(ON) beräknas för olika temperaturer. Det är viktigt att notera att när det handlar om enkla termiska modeller måste konstruktören också beakta värmekapaciteten hos halvledarövergången/enhetshöljet och kapslingen/miljön; dvs det krävs att kretskortet och förpackningen inte värms upp omedelbart.

Vanligtvis, en PMOSFET, kommer det att finnas en parasitisk diod närvarande, diodens funktion är att förhindra käll-drain omvänd anslutning, för PMOS är fördelen jämfört med NMOS att dess startspänning kan vara 0, och spänningsskillnaden mellan DS-spänningen är inte mycket, medan NMOS på villkor kräver att VGS är större än tröskeln, vilket kommer att leda till att styrspänningen oundvikligen är högre än den erforderliga spänningen, och det blir onödiga problem. PMOS väljs som kontrollomkopplare, det finns följande två applikationer: den första applikationen, PMOS för att utföra spänningsvalet, när V8V finns, då tillhandahålls spänningen av V8V, PMOS kommer att stängas av, VBAT ger inte spänning till VSIN, och när V8V är låg, drivs VSIN med 8V. Observera jordningen av R120, ett motstånd som stadigt drar ner gate-spänningen för att säkerställa korrekt PMOS-start, en tillståndsrisk förknippad med den höga gate-impedansen som beskrivits tidigare.

Funktionerna hos D9 och D10 är att förhindra spänningsbackup, och D9 kan utelämnas. Det bör noteras att kretsens DS faktiskt är omvänd, så att kopplingsrörets funktion inte kan uppnås genom ledningen av den bifogade dioden, vilket bör noteras i praktiska tillämpningar. I denna krets styr styrsignalen PGC huruvida V4.2 matar ström till P_GPRS. Denna krets, source- och drain-terminalerna är inte anslutna till motsatt, R110 och R113 existerar i den meningen att R110-styrgateströmmen inte är för stor, R113-styrgatenormalitet, R113-uppdrag för hög, från och med PMOS, men också kan ses som en pull-up på styrsignalen, när MCU interna stift och pull-up, det vill säga utgången från open-drain när utgången inte driver PMOS avstängd, vid denna tidpunkt kommer det att behöva en extern spänning för att ge pull-up, så motståndet R113 spelar två roller. r110 kan vara mindre, till 100 ohm kan vara.